分析整流桥寄生振荡的产生与抑制对策

　　传统的移相全桥变换器输出二极管生产厂家不是工作在软开关状态，存在反向恢复过程。在输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感(或附加的谐振电感)和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，整流桥产生寄生振荡，贴片二极管上存在很高的尖峰电压[2~4]。这将带来电路损耗，并影响整流桥的使用寿命。因此，必须采用有效的缓冲电路来抑制寄生振荡，消除输出桥堆上的尖峰电压。

　　移相全桥零电压开关PWM变换器(PS-FB- ZVS-PWM converter)利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关,同时又实现了PWM控制。该变换器电路结构简洁,控制电路简单,是中大功率直直变换场合的理想电路拓扑之一。

　　整流桥寄生振荡的产生与抑制对策

　　整流桥寄生振荡产生于变压器的漏感或附加的谐振电感与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压Vin/K(K是变压器变比)时，整流桥中有两只二极管要关断，另两只继续导通。这时候，变压器的漏感或附加的谐振电感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。

　　整流桥换流的等效电路。从中可以看出，副边漏感上电流ILlk是负载电流ILf和即将关断的二极管反向恢复电流之和，其大小为：

　　其中，Cd为整流二极管结电容。即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压[2]。

　　为了抑制寄生振荡，减小输出桥堆生产厂家上的尖峰电压，必须采用有效的缓冲电路。文献当中提出了多种方式，主要有RC缓冲电路、RCD缓冲电路、主动箝位缓冲电路、第三个绕组加二极管箝位缓冲电路和原边加二极管箝位缓冲电路等[2~4]。前几种方式，要么带来额外的损耗，不利于提高变换器的效率，要么需要增加开关管或者绕组，增加了电路复杂性和成本。因此本文重点讨论原边加桥堆二极管箝位的缓冲电路形式。

　　原边加箝位二极管的缓冲电路原理分析

　　一种原边加箝位二极管的ZVS全桥变换器主电路拓扑。其中, D1~D4分别是开关管Q1~Q4的内部寄生二极管,C1~C4分别是Q1~Q4的寄生电容或者外接电容。Lr是谐振电感(包括了变压器的漏感)，Cb是隔直电容。每个桥臂两个开关管成180°互补导通,两个桥臂导通角相差一个相位，即移相角,通过调节移相角可以调节输出电压。Q1和Q3分别领先于Q4和Q2一个相位, Q1和Q3组成超前桥臂,Q2和Q4组成滞后桥臂。D5和D6为变换器原边附加的箝位二极管。副边采用全桥整流方式，CDR1 ~CDR4分别为二极管DR1~DR4的等效并联电容。

　　实验结果

　　针对原边加贴片二极管的缓冲形式，实际制做了一个5.5kW的全桥变换器样机，进行了实验验证。变换器主要参数如下:输入电压为170~330VDC,输出电压为220V DC, 满载输出电流为25A,串联谐振电感Lr=11µH，隔直电容Cb=3µF，输出滤波电感Lf=1.8mH，输出滤波电容Cf=6580µF，开关管采用IGBT 2MBI300-060，开关频率为20kHz。

　　变压器原边和整流桥输出电压波形。可见，由于箝位二极管的存在，副边整流桥的反向恢复造成的振荡已经得到有效抑制。

　　本文还做了变换器原边不加箝位二极管和加箝位二极管的对比实验。为输入输出参数均相同的情况下，两者整流桥输出电压波形对比图。可以明显看出，未加箝位二极管时，寄生振荡非常剧烈，电压尖峰很高;而加箝位二极管后，振荡衰减了很多，电压尖峰也小了许多。进一步给出了输入电压和负载电流分别不变的情况下，两者变换效率的对比曲线。可以看出，加箝位二极管以后，变换器的效率均得到提高。实验证明，加箝位二极管对整流桥振荡的抑制以及变换器效率的提高都是有益和有效的。

　　本文讨论了移相全桥ZVS整流桥副边整流桥寄生振荡产生的原因及其抑制对策，并重点介绍了一种原边加箝位贴片二极管的缓冲电路形式，它只是在基本的ZVS移相全桥变换器的变压器原边电路中附加了两个二极管，从而在保留基本的ZVS变换器的优点的同时，有效地抑制了输出整流二极管上的电压振荡，减小了电压尖峰，提高了系统变换效率。文章来源：http://www.hai-dian.com/